Nowy układ elektroniczny cyfrowej symulacji rezystancyjnych czujników temperatury

Jacek Korytkowski

Przemysłowy Instytut Automatyki i Pomiarów PIAP

Streszczenie: Omówiono opracowany przez autora oryginalny układ cyfrowej syntezy rezystancji złożony ze wzmacniaczy monolitycznych oraz zawierający cyfrowo sterowany monolityczny przetwornik cyfrowo-analogowy. Podano opis matematyczny charakterystyki symulowanej rezystancji w funkcji sterującego sygnału cyfrowego. Przedstawiono wyniki badań dokładności modelowego układu symulatora rezystancji czujników Pt 100 w przedziale zmian od 0 Ω do 400 Ω. Opracowany nowy układ elektroniczny umożliwia symulowanie charakterystyki rezystancji z dużą dokładnością, z błędami liniowości poniżej 0,01 % (100 ppm).

Słowa kluczowe: wzmacniacz monolityczny, monolityczny przetwornik cyfrowo-analogowy, czujnik rezystancyjny temperatury, symulacja rezystancji

1. Wstęp

Symulatory rezystancji są niezbędne we współczesnych komputerowych i mikroprocesorowych technikach kontroli właściwości metrologicznych sprzętu automatyki i sprzętu pomiarowego przeznaczonego do współpracy z czujnikami rezystancyjnymi temperatury Pt 100. Symulatory te stanowią wyposażenie komputerowych stanowisk pomiarowych oraz mikroprocesorowych przenośnych testerów przeznaczonych zarówno dla producentów sprzętu, jak i dla ich użytkowników. Rozwiązania układów tych symulatorów rezystancji były opisywane w polskiej literaturze technicznej [1–8].

Zasadę działania różnych sterowanych cyfrowo symulatorów rezystancji opisano szczegółowo w numerze 5/2013 miesięcznika PAR [8]. Nieznany dotychczas, obecnie opracowany autorski, oryginalny układ symulatora rezystancji zostanie opisany w niniejszym artykule. Układ ten zaliczyć należy do grupy układów nazywanych syntezatorami rezystancji (ang. resistance synthesizers), są to układy syntezy rezystancji wykorzystujące monolityczny przetwornik cyfrowo-analogowy oraz monolityczne wzmacniacze. Syntezator rezystancji umożliwia wytwarzanie cyfrowo sterowanej rezystancji, bazując na wartości odniesienia rezystancji rezystora dokładnego i na wartości odpowiednio cyfrowo sterowanego wzmocnienia lub tłumienia sygnału napięciowego lub prądowego w układzie elektronicznym z przetwornikiem cyfrowo-analogowym.

Opisany poprzednio [8] dokładny syntezator rezystancji realizuje swoją funkcję przez odwrotnie proporcjonalne sterowanie sygnałem cyfrowym współczynnika wzmocnienia prądu, który jest proporcjonalny do napięcia na zaciskach wyjściowych syntezatora, a prąd jest wymuszany między dwoma zaciskami wyjściowymi syntezatora. To powoduje, że wartość symulowanej rezystancji jest proporcjonalna do wartości cyfrowego sterującego sygnału wejściowego. Układ ten charakteryzuje duża dokładność odtwarzanej charakterystyki (nieliniowość lepsza od 0,01 %), a architektura układu wymaga zastosowania pięciu wzmacniaczy monolitycznych i przetwornika cyfrowo-analogowego.

Należy zwrócić uwagę, że symulator rezystancji o charakterystyce proporcjonalnej od sygnału cyfrowego w zakresie pracy swoich bitów powtarza dokładność zastosowanego przetwornika cyfrowo-analogowego [9].

Nowy układ syntezatora rezystancji będący przedmiotem niniejszego artykułu stosuje ten sam typ przetwornika cyfrowo-analogowego [9], więc zapewnia też dużą dokładność odtwarzanej charakterystyki (nieliniowość lepsza od 0,01 %), a schemat nowego układu wymaga zastosowania tylko trzech wzmacniaczy monolitycznych i przetwornika cyfrowo-analogowego. Nowy układ realizuje swoją funkcję przez proporcjonalne sterowanie sygnałem cyfrowym współczynnika wzmocnienia napięcia, które jest proporcjonalne do wartości prądu na zaciskach wyjściowych symulatora, a napięcie to jest wymuszane między dwoma zaciskami wyjściowymi syntezatora. To powoduje, że wartość symulowanej rezystancji jest proporcjonalna do wartości cyfrowego sterującego sygnału wejściowego. Nowy układ syntezatora, tak jak i układ opisany poprzednio [8], mają wspólny punkt sygnałowy napięciowego poziomu odniesienia („zero zasilania 0 V”) połączony z jednym z dwu zacisków wyjściowych syntezatora łączonych bezpośrednio z układem pomiaru rezystancji, dla którego realizowana jest symulacja. Dzięki temu układ współpracy syntezatora z układem pomiaru rezystancji jest odporny na zakłócenia, a w szczególności na zakłócające prądy pojemnościowe o częstotliwości 50 Hz sieci zasilającej. Opisane wcześniej układy symulatorów [3, 4] nie mają tej zalety, nie mają wspólnego punktu sygnałowego („0 V”) dołączonego do żadnego z dwu zacisków wyjściowych symulatora, toteż układy tych symulatorów nie są odporne na zakłócające prądy pojemnościowe o częstotliwości 50 Hz sieci zasilającej.

2. Syntezator rezystancji z przetwornikiem CA o układzie z sygnałem napięciowym wymuszanym na swoich zaciskach wyjściowych

Uproszczony schemat syntezatora rezystancji o układzie z sygnałem napięciowym wymuszanym na swoich zaciskach wyjściowych został podany na rys. 1. Elektroniczny układ syntezatora o tej zasadzie działania został opracowany w Przemysłowym Instytucie Automatyki i Pomiarów PIAP w Warszawie i został oznaczony symbolem ZR213AI400W. Zakres zmian rezystancji do 400 W umożliwia symulowanie rezystancyjnych czujników temperatury Pt 100 w pełnym zakresie zmian temperatury od –200 °C do 850 °C zgodnie z wymaganiami obowiązującej w Polsce normy [10]. Układ syntezatora jest układem aktywnym, który wymusza napięcia US na zaciskach wyjściowych „1” i „2”. Napięcie to ma wartość proporcjonalną do wartości prądu IS między zaciskami wyjściowymi, identyfikowanego przy zacisku 1 oraz proporcjonalną do cyfrowego sygnału sterującego XC.

Jak to powiedziano wyżej, opisywany syntezator symuluje wartość rezystancji między zaciskami wyjściowymi 1 i 2 formując wartość napięcia US proporcjonalną do wartości prądu IS oraz proporcjonalną do cyfrowego sygnału sterującego XC według wzoru:

(1)

gdzie K1 jest współczynnikiem proporcjonalności o wymiarze rezystancji.

Do formowania sygnału napięcia US służy przetwornik CA ze wzmacniaczem W3 oraz odpowiednie sterowanie wzmacniacza W1. Wzmacniacz W1 przetwarza prąd IS pobierany z zacisku wyjściowego syntezatora 1 na ujemny sygnał napięcia –R1 IS względem punktu 3 na schemacie (rys. 1), o napięciu U3 względem wspólnego punktu sygnałowego AGND. Napięcie U3 jest napięciem ujemnego sprzężenia zwrotnego wzmacniacza W1. Wzmacniacz W1 charakteryzuje się bardzo dużą wartością wzmocnienia napięciowego (106 V/V), pomijalnym wejściowym napięciem niezrównoważenia (2 μV) i pomijalną konduktancją wejściową wzmacniacza. Takie właściwości wzmacniacza decydują o tym, że wartość napięcia na jego końcówkach wejściowych („–”, „+”) jest praktycznie pomijalna, toteż można przyjąć, iż napięcie U3 jest praktycznie równe napięciu na zaciskach 1, 2 symulatora według wzoru:

U3 = US. (2)

Sygnał napięciowy o wartości –R1 IS proporcjonalny do wartości prądu IS pobieranego z zacisku 1 syntezatora jest formowany przez układ inwersyjny wzmacniacza W1 względem punktu oznaczonego na schemacie symbolem 3. Sumaryczny sygnał napięcia wyjściowego wzmacniacza W1 względem wspólnego punktu sygnałowego AGND jest równy U1 = U3 – R1IS. W celu usunięcia z sygnału U1 składnika U3 zastosowano układ prostego wzmacniacza różnicowego ze wzmacniaczem W2 o wzmocnieniu równym jedności, co zapewniają dwie pary rezystorów – każdy z rezystorów o wartości R2. Na wejście nieinwersyjne („+”) wzmacniacza różnicowego podawane jest napięcie U1, a na wejście inwersyjne („–”) podawane jest napięcie U3. Sygnał napięcia wyjściowego U2 określony jest wzorem:

U2 = U3 – R1IS – U3 = –R1IS. (3)

Napięcie wyjściowe wzmacniacza W2 podawane jest na wejście napięcia referencyjnego przetwornika cyfrowo-analogowego [11] CA, więc

U2 = UREF. (4)

Zastosowany w układzie syntezatora typ przetwornika CA [9] wymaga stosowania na swoim wyjściu wzmacniacza inwersyjnego W3. Wzmacniacz W3 równoważy prądy formowane w przetworniku CA, według sygnału cyfrowego sterującego XC, z prądem swojego ujemnego sprzężenia zwrotnego przez rezystor zawarty wewnątrz przetwornika CA. Trzeba zauważyć, że rezystor ujemnego sprzężenia zwrotnego inwersyjnego wzmacniacza W3 zawarty w scalonym przetworniku CA, ma takie same współczynniki temperaturowe zmian rezystancji od temperatury jak i pozostałe rezystory wewnętrzne tego przetwornika. Ogranicza to do minimum wpływ zmian temperatury nagrzewania własnego i zmian temperatury otoczenia na sygnał wyjściowy napięciowy U3. Przetwornik CA ze wzmacniaczem inwersyjnym W3 formuje sygnał według wzoru:

U3 = –UREF XC = –(–R1 IS)XC = R1 IS XC. (5)

Zgodnie ze wzorem (2) można napisać:

US = U3 = R1ISXC. (6)

Rezystancja symulowana jest opisana wzorem:

. (7)

Jest to wzór opisujący charakterystykę syntezatora rezystancji, przy czym współczynnik R1 stanowi wartość rezystancji rezystora ujemnego sprzężenia zwrotnego układu wzmacniacza inwersyjnego W1 podanego na schemacie z rys. 1.

Rys. 1. Schemat uproszczony syntezatora rezystancji z cyfrowo sterowanym sygnałem napięciowym wymuszanym na zaciskach wyjściowych 1 i 2

Fig. 1. The simple circuits diagram of resistance synthesizer with digital control voltage signal applied at output points 1 and 2

Jak wynika ze schematu podanego na rys. 1, ważną zaletą układu jest bezpośrednie połączenie wyjściowego zacisku 2 syntezatora i wspólnego punktu sygnałowego układu („0 V”) nazwanego AGND całego układu elektronicznego syntezatora.

Pełny schemat układu syntezatora rezystancji o oznaczeniu ZR213AI400W dla wykonania o zakresie 400 W został podany na rys. 2. Syntezator ten ma wyjście o połączeniu czteroprzewodowym zwanym też połączeniem Kelvina [12] przystosowanym do bardzo dokładnej symulacji i bardzo dokładnych pomiarów rezystancji. Zaciski prądowe oznaczono Hinput, Linput, a napięciowe S„+”, S„−” zgodnie z oznaczeniem tych zacisków w zastosowanym do pomiarów multimetrze typu 2002 firmy Keithley, o bardzo dobrej dokładności, o spodziewanej względnej niedokładności jednorocznej ok. 10 ppm na zakresie 2 kΩ.

Rys. 2. Schemat syntezatora rezystancji ZR213AI400Ω

Fig. 2. The schematic of ZR213AI400Ω resistance synthesizer

W celu uzyskania lepszej przejrzystości na schemacie (rys. 2) nie umieszczono zastosowanych kondensatorów odprzęgających o pojemności 680 nF dołączonych między wspólny punkt AGND do końcówek 7 poszczególnych wzmacniaczy W1, W2, W3 dla dodatnich napięć zasilających +Uz oraz między wspólny punkt AGND do końcówek 4 tych wzmacniaczy dla ujemnych napięć zasilających –Uz. Przetwornik CA typu AD7545A [9] ma doprowadzone tylko dodatnie napięcie zasilające +Uz na końcówkę 18. Dla tego przetwornika zastosowano dwa kondensatory odprzęgające o pojemności 680 nF między końcówką 18, a AGND oraz między końcówką 18, a DGND stanowiącym wspólny punkt zasilania dla sygnałów cyfrowych. Dla sygnałów cyfrowych przetwornika AD7545A zastosowano osobny wspólny punkt zasilania nazwany DGND, zasilany z dodatkowego napięcia ujemnego o wartości –0,5 V, a uzyskanego z odpowiednio zasilanej ujemnym napięciem diody krzemowej D4. Zapewniło to brak zakłócającego działania sygnałów cyfrowych na obwód syntezatora rezystancji.

W skład układu syntezatora rezystancji (rys. 2) wchodzi układ inwersyjnego wzmacniacza W1 stanowiącego przetwornik prąd/napięcie [7]. Układ przetwornika oraz pozostałe układy syntezatora zostały zrealizowane na wzmacniaczach monolitycznych typu OPA277P (Burr-Brown) [13]. Wzmacniacz typu OPA277P jest tanim układem monolitycznym (cena znacznie poniżej 10 dolarów), a charakteryzują go bardzo dobre właściwości takie jak: typowa wartość wejściowego napięcia niezrównoważania tylko 10 µV z możliwością zerowania, typowa wartość dryftu temperaturowego napięcia niezrównoważenia 0,1 µV/°C, typowa wartość dryftu długoterminowego napięcia niezrównoważenia to 0,1 µV w okresie czasu jednego miesiąca, typowa wartość prądu polaryzacji wejścia 0,5 nA oraz bardzo duża wartość współczynnika wzmocnienia napięciowego wynosząca więcej niż 2×106 V/V.

Przetwornik prąd/napięcie o układzie inwersyjnego wzmacniacza W1 dokładnie formuje sygnał inwersyjny napięciowy proporcjonalny do wartości prądu IS na wejściu syntezatora, gdyż wzmacniacz zawiera w układzie potencjometr P11 umożliwiający dokładne wyzerowanie wejściowego napięcia niezrównoważenia wzmacniacza. Ten sygnał napięciowy jest równy –R1IS względem końcówki dodatniej „+” wzmacniacza W1 oznaczonej na schemacie cyfrą 3, końcówka „+” ma napięcie +U3 względem wspólnego punktu AGND. Toteż sumaryczny sygnał wyjściowy wzmacniacza W1 jest równy: U1 = U3 – R1IS względem wspólnego punktu AGND.

Od tego sygnału U1 należy odjąć składnik U3, aby wysterować przetwornik cyfrowo-analogowy sygnałem proporcjonalnym do prądu IS. W tym celu w układzie syntezatora jest użyty prosty, ale dokładny wzmacniacz różnicowy sygnałów napięciowych [7] ze wzmacniaczem W2 też typu OPA277P. Wejściowe napięcie niezrównoważenia tego wzmacniacza podlega wyzerowaniu potencjometrem P21.

Wzmacniacz różnicowy sygnałów napięciowych W2 zapewnia dokładne wzmocnienie równe jedności różnicy tych sygnałów wejściowych jeżeli jego rezystory spełniają dokładnie następujący warunek:

. (8)

Dysponując dwoma parami dokładnych rezystorów o wartościach 5,05 kΩ ±0,1 %, można ten warunek bez trudu spełnić dobierając dwie pary: R22 < R21 oraz R24 < R23 i odpowiednio dobierając nastawy wieloobrotowych potencjometrów strojeniowych o rezystancji nominalnej 10 Ω, aby zostały spełnione następujące równości:

R22 + P22 = R21 oraz R24 + P23 = R23. (9)

Po zestrojeniu wartości rezystorów z dokładnością 10 ppm uzyskuje się bardzo dokładne wzmocnienie według wzoru (8). Wzmacniacz różnicowy W2 formuje sygnał wyjściowy U2 = U3 –R1 IS –U3 = –R1 IS według (3).

Sygnał napięciowy U2 nieco zmniejszony o ok. 100 ppm na potencjometrze P24 zostaje podany jako napięcie referencyjne UREF do przetwornika cyfrowo-analogowego CA, który formuje sygnał z inwersją. Napięcia to opiszemy wzorem:

UREF = –k U2, (10)

gdzie k współczynnik strojony nieco mniejszy od jedności. Potencjometrami wieloobrotowymi strojeniowymi P1, P2 dokonuje się nastawy wstępnej charakterystyki syntezatora, a potencjometrem wieloobrotowym P24 dokonuje się strojenia końcowego, aby uzyskać dokładną zależność:

U3 = k R1 IS XC, (11)

gdzie iloczyn k R1 jest równy:

k R1 = 400,000 Ω. (12)

Zgodnie ze wzorem (7) charakterystyka syntezatora opisana jest równaniem:

Rwy = 400,000 ( a1 2-1 + a2 2-2 + a3 2-3 + … + a12 2-12). (13)

Syntezator ma zakres rezystancji od 399,902 Ω dla pełnego wysterowania, do 0,0977 Ω dla najmniej znaczącego 12 bitu zwanego LSB.

Jako rezystory R1, R21, R22, R23, R24 decydujące o wzmocnieniu wzmacniacza inwersyjnego i wzmacniacza różnicowego zastosowano rezystory dokładne RM67Z, oraz RM43B o różnicach współczynników temperaturowych rezystancji poszczególnych par rezystorów nie przekraczających 3 ppm/°C, odpowiednio wyselekcjonowane i o wartości tolerancji rezystancji 0,1 %. Wieloobrotowe potencjometry strojeniowe typu helitrim P11, P21, P22, P23, P1, P2 oraz P24 służyły do odpowiedniego wyzerowania napięcia niezrównoważenia wzmacniaczy, zestrojenia rezystorów wzmacniacza różnicowego oraz zestrojenia zakresu symulowanej rezystancji syntezatora. Współczynniki temperaturowe rezystancji potencjometrów strojeniowych są nie większe od 100 ppm/°C. Pozostałe rezystory, które nie decydują bezpośrednio o dokładności, są rezystorami o tolerancji 5 %.

Monolityczne wzmacniacze scalone OPA277P miały sprawdzone lub zestrojone niewielkie wartości (±2 µV) napięć niezrównoważenia. W celu zabezpieczenia przed przepięciami obwodów wyjściowych przetwornika CA, na jego końcówkach 1, 2 oraz 3 zastosowano, jako diody ograniczające napięcia D1, D2, D3, złącza kolektor-baza tranzystorów BC107 o dość wysokim napięciu ograniczenia (ok. 680 mV), znacznie wyższym od dodatkowego ujemnego napięcia zasilania (–0,5 V) DGND.

Dla zapewnienia stabilnej pracy układu wzmacniaczy objętych ujemnymi sprzężeniami zwrotnymi, zastosowano jako ujemne sprzężenie dynamiczne kondensatory o pojemnościach 33 pF lub 10 nF.

Po uruchomieniu układów dokonano sprawdzenia charakterystyk stosując multimetr cyfrowy typ 2002 firmy Keithley. Wyniki badania charakterystyki układu syntezatora ZR213AI400Ω przeznaczonego do symulacji rezystancji o zakresie zmian od 399,902 Ω do 0,0977 Ω podano w tab. 1. Są to dwie charakterystyki dla ujemnych oraz dla dodatnich napięć wyjściowych między zaciskami 1 oraz 2. Dla ujemnych napięć wyjściowych wyniki oznaczono wy „−”, a dla dodatnich napięć wyjściowych wyniki oznaczono wy „+”. Symbolem Rid oznaczono idealną wartość zadawanej rezystancji sygnałem cyfrowym.

Największy błąd nieliniowości charakterystyki nie przekracza 34 ppm. Błąd przy zerowej wartości sygnału cyfrowego to 10 ppm.

Celem badań eksperymentalnych, w których wykorzystano 12 bitowy tani przetwornik CA [9] było sprawdzenie charakterystyki całego układu syntezatora. Uzyskano błąd nieliniowości mniejszy niż graniczny błąd nieliniowości (relative accuracy [9]) przetwornika CA, który w najgorszym przypadku może wynosić ±1/2 LSB (120 ppm). W praktyce obserwujemy, że producenci dostarczają układy scalone o znacznie lepszej dokładności niż dokładność gwarantowana danymi technicznymi tego układu. Najniższy punkt pomiarowy odpowiadający sygnałowi cyfrowemu o wadze najmniej znaczącego bitu (LSB) a12 = 1 dotyczy wartości rezystancji Rid = 0,0977 Ω.

W zastosowaniach praktycznych, dla osiągnięcia pomijalnego błędu rozdzielczości nastawy, należy stosować przetwornik cyfrowo-analogowy o większej rozdzielczości, na przykład 16-bitowy LTC1597A [14], co zapewni błąd rozdzielczości nastawy nie większy od 16 ppm.

4. Podsumowanie

W opisanym układzie 12-bitowego syntezatora ZR213AI400Ω uzyskano błędy względne charakterystyki, które nie przekraczają 34 ppm (0,004 %), odniesione do zakresu 400 Ω wartości rezystancji. Błąd zera charakterystyki nie przekracza 10 ppm (0,001 %).

Tak małe wartości błędu nieliniowości charakterystyki przy symulacji rezystancji mogą zostać zilustrowane przykładowym zastosowaniem symulowania temperatury czujników rezystancyjnych Pt 100. Przy stosowaniu opisanego układu syntezatora, o maksymalnym błędzie nieliniowości 34 ppm, do symulacji czujnika rezystancyjnego Pt 100 w zakresie od –200 °C do +850 °C, błąd nieliniowości symulowanej charakterystyki nie przekroczy 0,05 °C. A to dla zakresu pomiarowego od –200 °C do +850 °C (1050 °C) oznacza błąd względny nieliniowości nieprzekraczający wartości 50 ppm (0,005 %). Wynika to z tego, że charakterystyka temperatura/rezystancja czujnika Pt 100 jest nieliniowa i w okolicy ok. 800 °C stromość jej znacząco się zmniejsza.

Zaletą opisanego syntezatora rezystancji jest wspólny punkt sygnałowy AGND jego układu elektronicznego z wyjściem syntezatora oznaczonym S „–” (2), co zapewnia odporność na działania przez pojemności zakłócających źródeł prądowych o częstotliwości 50 Hz z sieci zasilającej.

Stosując inne wartości rezystora dokładnego R1 = 2000 Ω ±0,1 % można zrealizować syntezator rezystancji czujników Pt 500, a przy R1 = 4000 Ω ±0,1 % można zrealizować syntezator rezystancji czujników Pt 1000.

Bibliografia

1. Bartoszewski J., Sterowany symulator czujników termorezystancyjnych, Prace Naukowe Instytutu Maszyn, Napędów i Pomiarów Elektrycznych Politechniki Wrocławskiej, Wrocław 2003.

2. Korytkowski J., Układy przetworników cyfrowo-analogowych napięcia, prądu i rezystancji oraz metoda ich analizy, Wyd. Przemysłowy Instytut Automatyki i Pomiarów, Warszawa 2004.

3. Szmytkiewicz J., Elektroniczny symulator rezystancji, II Konferencja Naukowa KNWS’05 „Informatyka – sztuka czy rzemiosło”, Złotniki Lubańskie 2005.

4. Szmytkiewicz J., Adjustacja kalibratorów rezystancji, „Pomiary Automatyka Kontrola”, nr 6 bis/2006.

5. Bartoszewski J., Dusza D., Sterowany cyfrowo symulator czujników termorezystancyjnych. „Pomiary Automatyka Robotyka”, nr 2/2008, 14–18.

6. Korytkowski J., Cyfrowo sterowane symulatory rezystancji i konduktancji – przegląd, opisy działania, przykłady rozwiązań, „Pomiary Automatyka Robotyka”, nr 2/2008, 6–13.

7. Korytkowski J., Liniowe i nieliniowe układy ze wzmacniaczami monolitycznymi w urządzeniach pomiarowych, Oficyna Wydawnicza PIAP, Warszawa 2011.

8. Korytkowski J., Układ elektroniczny cyfrowej syntezy rezystancji do dokładnej symulacji rezystancyjnych czujników temperatury, „Pomiary Automatyka Robotyka”, nr 5/2013, 86–92.

9. Analog Devices, CMOS 12-Bit Buffered Multiplying DAC AD7545A, Analog Devices Inc.2000 rev.C [www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/AD7545A.pdf].

10. IEC INTERNATIONAL STANDARD. IEC 60751. Edition 2.0 2008-07: Industrial platinum resistance thermometers and platinum temperature sensors, 2008.

11. Korytkowski J., Układy przetwarzania cyfrowo-analogowego oraz właściwości scalonych przetworników CA, Oficyna Wydawnicza PIAP, Warszawa 2012.

12. Pease R. A., Projektowanie układów analogowych. Poradnik praktyczny, Wydawnictwo BTC, Legionowo 2005.

13. Burr-Brown Products from Texas Instruments: OPA277, OPA2277, OPA4277. 2005, [http://pdf1.alldatasheet.com/datasheet-pdf/view/196569/BURR-BROWN/OPA277_05.html].

14. Linear Technology: LTC1591/LTC1597 14-Bit and 16-Bit Parallel Low Glitch Multiplying DACs with 4-Quadrant Resistors. 15917fa. LT 0507. REV A. Linear Technology Corporation 1998. [http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/15917fa.pdf.

The new electronic circuit for digital controlled simulation of resistance temperature sensors

Abstract: The paper describes the new electronic circuit for digital controlled resistance synthesis including monolithic amplifies and monolithic digital-analogue converter. On fig. 2 it is shown the electronic schematic of this digital controlled resistance synthesizer. It was formulated equation as the characteristic description of this resistance synthesizer. The experimental examination results of synthesizer model for resistance sensors at the range from 0 Ω to 400 Ω are described. The elaborated electronic circuit of resistance synthesizer have very good qualities of resistance characteristic accuracy, the nonlinearity is better than 0,01 % (100 ppm).

Keywords: monolithic amplifier, monolithic digital-analogue converter, resistance sensor, resistance simulation

Artykuł recenzowany, nadesłany 02.09.2013, przyjęty do druku 24.09.2013.

dr inż. Jacek Korytkowski, prof. PIAP

Ukończył Wydział Elektryczny Politechniki Warszawskiej w 1956 r., doktorat 1972, docent 1978, prof. nzw. 2010. Kierownik Pracowni w Instytucie Elektrotechniki 1962–1970. Kierownik Zespołu w Przemysłowym Instytucie Automatyki i Pomiarów w latach 1970–2007 i prof. nzw. od 2010 r. W okresie 1973–1982 starszy wykładowca i docent w Instytucie Sterowania i Elektroniki Przemysłowej Wydziału Elektrycznego Politechniki Warszawskiej. Jest laureatem kilkunastu nagród za wdrożenia przemysłowe, w tym Zespołowej Nagrody Państwowej drugiego stopnia w 1976 r. Ma w swoim dorobku jako autor, współautor lub tłumacz: 8 wydawnictw książkowych, jest autorem lub współautorem 61 publikacji oraz 14 patentów polskich. Jest specjalistą w dziedzinie elektroniki przemysłowej.

e-mail: jkorytkowski@piap.pl